双管正激电路脱胎于单管正激电路，由于单管正激电路的MOS管在关断时承受较高的反压，并且还需要额外的磁复位电路，通常采用的是LCD复位或变压器绕组复位。使用得较多的是采用绕组复位的方式,如图1所示。
图1单端正激变换器
磁化电流在导通结束时达到最大，当MOS管关断时，次级感应电势反向，二极管D2截至，次级电流为零，导通期间存储在磁场中的能量应当有通路释放，辅助绕组N3和二极管D1就是为了解决磁芯复位问题。
可见变压器复位时间与开关管的电压应力为两个矛盾的要求，当复位绕组匝数N3N1时，可获得较小的开关管电压应力，但变压器磁复位时间增长，导致开关管的占空比较小，进而会导致开关管的峰值电流较大，当复位绕组匝数N3N1时，变压器磁复位时间减小，占空比增大，能获得较小的原边峰值电流，但开关管的电压应力会增高，为了方便生产实际中变压器的绕制，同时获得一个折中的最大占空比和开关管电压应力，我们通常取N3＝N1，即等匝数复位绕组。当采取等匝数复位绕组时，则开关管最大占空比D＝0.5，此时开关管电压应力为2倍的输入电压即2Vin。
图2双管正激变换器
双管正激电路继承了正激电路的优点，电路图如图2所示。在增加一个MOS管和一个二极管的条件下，省去了复位绕组，同时将开关管的电压应力减小为输入电压Vin。
由原理图可知，变压器原边主绕组充当着去磁绕组的角色，即相当于前述的去磁绕组匝数与主绕组匝数相等的情况，因此，双管正激变换器的最大占空比也为0.5。当开关管关断时，二极管D1、D2导通，将变压器磁芯磁化能量回馈到输入端，同时将MOS管的电压应力钳位在输入电压的水平。这也是双管正激电路最显著的特色。
其驱动波形与相应的Vds波形如图3所示。
图3双管正激变换器的驱动和Vds波形
双管正激电路的这个特点在实际应用中具有重要意义。设想在交流电网电压为220V的地区，经全波整流后，直流电压值约310V，理想情况下MOS管的电压应力就已经达到了620V，实际电路中由于变压器不可避免的存在漏感，导致开关管在关断时两端电压会形成一个尖峰电压（一般称作为漏感尖峰，这个尖峰电压值的大小和漏感值与原边电感值的比例有关，比值越大，尖峰电压越高），再加上输入线电压的扰动，往往导致MOS管的电压应力过高导致选型困难，成本上升。
而双管正激变换器则很好的解决了这个问题。二极管钳位电路能有效将MOS关断电压钳位在输入电压的水平，这也使得该电路能应用在输入电压范围较宽的场合。实际情况是，在电网电压为110V的场合，为了减小初级电流的幅值，通常在输入端采用倍压整流的方式，提升输入电压，达到改善电源的EMI。
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